Automatiseret elektrisk drev af kranmekanismer med tyristorstyring

Moderne systemer af elektriske drev af kranmekanismer implementeres hovedsageligt ved hjælp af asynkrone motorer, hvis hastighed styres af relæ-kontaktormetoden ved at indføre modstande i rotorkredsløbet. Sådanne elektriske drev har et lille hastighedskontrolområde og skaber store spark og accelerationer ved start og stop, hvilket negativt påvirker kranstrukturens ydeevne, fører til svingning af lasten og begrænser brugen af ​​sådanne systemer på kraner med øget højde og løft kapacitet.

Udviklingen af ​​krafthalvlederteknologi gør det muligt at introducere fundamentalt nye løsninger i strukturen af ​​det automatiserede elektriske drev af kraninstallationer. I øjeblikket bruges et justerbart elektrisk drev med jævnstrømsmotorer drevet af kraftige tyristoromformere på løfte- og flyttemekanismer af tårnkraner og brokraner - TP-system - D.

Motorhastigheden i sådanne systemer reguleres i området (20 ÷ 30): I ved at ændre ankerspændingen. Samtidig sikrer systemet under forbigående processer, at accelerationer og kick opnås inden for de angivne normer.

Gode ​​reguleringsegenskaber manifesteres også i et asynkront elektrisk drev, når en tyristorkonverter er forbundet med statorkredsløbet på en asynkronmotor (AM). Ændring af motorstatorspændingen i en lukket ACS muliggør begrænsning af startmomentet, opnåelse af en jævn acceleration (deceleration) af drevet og det nødvendige hastighedskontrolområde.

Brugen af ​​tyristorkonvertere i det automatiserede elektriske drev af kranmekanismer bruges i stigende grad i indenlandsk og udenlandsk praksis. For at blive bekendt med princippet om drift og mulighederne for sådanne installationer, lad os kort dvæle ved to varianter af styringsskemaer for DC- og AC-motorer.

I fig. 1 viser et skematisk diagram af tyristorstyring af en uafhængigt exciteret jævnstrømsmotor til en brokranløftemekanisme. Motorens anker forsynes af en reversibel tyristorkonverter, som består af en krafttransformator Tr, som tjener til at matche konverterens spænding og belastningen, to grupper af tyristorer T1 — T6 og T7 —​​​​ ​​​​​​​​​​​​​​​​​​​​​​​​​, udglatningsreaktorer 1UR og 2UR, som begge er umættede udglatningsreaktorer .

Ris. 1. Skema for det elektriske drev af kranen i henhold til TP-D-systemet.

Gruppen af ​​tyristorer T1 - T6 fungerer som en ensretter ved løft og en inverter ved sænkning af tunge belastninger, da strømretningen i motorens ankerkredsløb for disse tilstande er den samme. Den anden gruppe af tyristorer T7 — ​​T12, der giver den modsatte retning af armaturstrømmen, fungerer som en ensretter under strømafbrydelse og i transiente tilstande til at starte motoren til at sænke bremserne, som en inverter, når den stopper i færd med at løfte læs eller krog.

I modsætning til mekanismer til at flytte kraner, hvor tyristorgrupper skal være ens, for løftemekanismer, kan kraften af ​​tyristorer i den anden gruppe tages mindre end den første, da motorstrømmen under nedlukning er meget mindre end ved løft og sænkning tungt belastninger.

Regulering af den ensrettede spænding af tyristorkonverteren (TC) udføres ved hjælp af et halvleder puls-fase kontrolsystem bestående af to blokke SIFU-1 og SIFU-2 (fig. 1), som hver leverer to tændimpulser til den tilsvarende tyristor forskudt med 60°.

For at forenkle kontrolsystemet og øge pålideligheden af ​​det elektriske drev bruger denne ordning den koordinerede kontrol af den reversible TP. Til dette skal de to gruppers ledelseskarakteristika og ledelsessystemer være tæt forbundet. Hvis oplåsningsimpulserne leveres til tyristorer T1 - T6, hvilket giver den korrigerende driftstilstand for denne gruppe, tilføres oplåsningsimpulserne til tyristorer T7 - ​​T12, så denne gruppe er forberedt til drift af inverteren.

Styrevinklerne α1 og α2 for enhver driftstilstand for TP'en skal ændres på en sådan måde, at gennemsnitsspændingen i ensrettergruppen ikke overstiger spændingen i invertergruppen, dvs. hvis denne betingelse ikke er opfyldt, vil den ensrettede udligningsstrøm flyde mellem de to grupper af tyristorer, hvilket yderligere belaster ventilerne og transformeren og kan også forårsage udløsning af beskyttelsen.

Men selv med den korrekte tilpasning af styrevinklerne α1 og α2 fra tyristorerne i ensretter- og invertergrupperne, er strømmen af ​​en vekseludligningsstrøm mulig på grund af uligheden mellem de øjeblikkelige værdier af spændingerne UαB og UaI. For at begrænse denne udligningsstrøm anvendes udligningsreaktorerne 1UR og 2UR.

Motorens ankerstrøm passerer altid gennem en af ​​reaktorerne, på grund af hvilken bølgerne af denne strøm reduceres, og selve reaktoren er delvist mættet. Den anden reaktor, hvorigennem kun udligningsstrøm løber i øjeblikket, forbliver umættet og begrænser iyp.

Den elektriske tyristor-krandrev har et enkelt-sløjfe kontrolsystem (CS) lavet ved hjælp af en højhastigheds reversibel summerende magnetisk forstærker SMUR, som forsynes af en rektangulær spændingsgenerator med en frekvens på 1000 Hz. I nærvær af et strømsvigt giver et sådant kontrolsystem mulighed for at opnå tilfredsstillende statiske egenskaber og høj kvalitet af transiente processer.

Det elektriske styresystem indeholder negativ feedback for den intermitterende motorspænding og strøm, samt en svag positiv feedback for spændingen Ud.Signalet i SMUR-drivspolernes kredsløb bestemmes af forskellen mellem referencespændingen Uc, der kommer fra modstanden R4, og feedbackspændingen αUd taget fra POS-potentiometeret. Værdien og polariteten af ​​kommandosignalet, som bestemmer drevets hastighed og rotationsretning, reguleres af KK-regulatoren.

Omvendt spænding Ud afbrydes ved hjælp af silicium zener dioder forbundet parallelt med SMUR hovedviklingerne. Hvis spændingsforskellen Ud — aUd er større end Ust.n, så leder zenerdioderne strøm, og styrespolernes spænding bliver lig med Uz.max = Ust.n.

Fra dette tidspunkt påvirker ændringen i signalet aUd til at falde ikke strømmen i SMUR'ens hovedviklinger, dvs. den negative feedback for spændingen Ud virker ikke, hvilket normalt sker ved motorstrømme Id> (1,5 ÷ 1,8) Id .n.

Hvis feedbacksignalet aUd nærmer sig referencesignalet Uz, så bliver spændingen på zenerdioderne mindre end Ust.n, og strømmen løber ikke igennem dem. Strømmen i SMUR'ens hovedviklinger vil blive bestemt af spændingsforskellen U3 — aUd, og i dette tilfælde kommer den negative spændingsfeedback i spil.

Det negative strømtilbagekoblingssignal er taget fra to grupper af strømtransformatorer TT1 — TT3 og TT4 — TT8, der arbejder med grupper af henholdsvis tyristorer T1 — T6 og T7 — T12. I BTO-strømafbryderen ensrettes den trefasede vekselspænding U2TT ≡ Id opnået på modstandene R, og via zenerdioderne, der fungerer som referencespænding, føres signalet Uto.s til SMUR'ens strømviklinger. , hvilket sænker det resulterende resultat ved forstærkerens indgang.Dette reducerer konverterspændingen Ud og begrænser ankerkredsløbsstrømmen Id i statisk og dynamisk tilstand.

For at opnå en høj fyldningsfaktor for de mekaniske karakteristika ω = f (M) af det elektriske drev og for at opretholde en konstant acceleration (deceleration) i transiente tilstande, ud over tilslutningerne anført ovenfor, anvendes en positiv feedback i kredsløb ved spænding.

Forstærkningsfaktoren for denne forbindelse er valgt kpn = 1 / kpr ≈ ΔUy / ΔUd. i overensstemmelse med det indledende afsnit af karakteristikken Ud = f (Uy) for konverteren, men med en orden mindre end koefficienten α for den negative feedback på Ud. Virkningen af ​​dette forhold manifesteres hovedsageligt i den nuværende diskontinuitetszone, hvilket giver stejlt faldende sektioner af træk.

I fig. 2 viser a de statiske karakteristika for hejsedrevet for forskellige værdier af referencespændingen U3 svarende til forskellige positioner af styreenheden.

Som en første tilnærmelse kan det antages, at i overgangstilstandene start, reversering og stop, bevæger arbejdspunktet i koordinatakserne ω = f (M) sig langs den statiske karakteristik. Derefter accelerationen af ​​systemet:

hvor ω er vinkelhastigheden, Ma er momentet udviklet af motoren, Mc er modstandsmomentet for den bevægelige belastning, ΔMc er tabsmomentet i gearene, J er inertimomentet reduceret til motorakslen.

Hvis vi ignorerer transmissionstab, så er betingelsen for ligheden af ​​acceleration ved start af motoren op og ned, såvel som ved stop fra op og ned, ligheden mellem de dynamiske momenter af det elektriske drev, det vil sige Mdin.p = Mdin.s.For at opfylde denne betingelse skal de statiske karakteristika for hejsedrevet være asymmetriske i forhold til hastighedsaksen (Mstop.p> Mstop.s) og have en stejl front i området for bremsemomentværdien (fig. 2, a). .

Ris. 2. Mekaniske egenskaber ved det elektriske drev ifølge TP-D-systemet: a — løftemekanisme, b — bevægelsesmekanisme.

For drevene af krankørselsmekanismer skal der tages hensyn til modstandsmomentets reaktive karakter, som ikke afhænger af kørselsretningen. Ved samme værdi af motormoment vil det reaktive modstandsmoment sænke startprocessen og fremskynde stopprocessen af ​​drevet.

For at eliminere dette fænomen, som kan føre til glidning af drivhjulene og hurtigt slid på mekaniske transmissioner, er det nødvendigt at opretholde nogenlunde konstante accelerationer under start, bakning og stop i drivmekanismerne. Dette opnås ved at opnå de statiske karakteristika ω = f (M) vist i fig. 2, b.

De specificerede typer mekaniske karakteristika for det elektriske drev kan opnås ved tilsvarende at variere koefficienterne for negativ strømtilbagekobling Id og positiv spændingstilbagekobling Ud.

Det komplette styringsskema for det tyristorstyrede elektriske drev af overheadkranen inkluderer alle sammenlåsende forbindelser og beskyttelseskredsløb, som er diskuteret i diagrammerne givet tidligere.

Når du bruger TP i det elektriske drev af kranmekanismer, skal du være opmærksom på deres strømforsyning.Den betydelige ikke-sinusformede karakter af den strøm, der forbruges af konverterne, forårsager forvrængning af spændingsbølgeformen ved konverterens indgang. Disse forvrængninger påvirker driften af ​​konverterens effektsektion og pulsfasestyringssystemet (SPPC). Forvrængning af linjespændingsbølgeformen forårsager betydelig underudnyttelse af motoren.

Forsyningsspændingsforvrængning har en stærk effekt på SPPD, især i fravær af inputfiltre. I nogle tilfælde kan disse forvrængninger få tyristorerne til at åbne helt tilfældigt. Dette fænomen kan bedst elimineres ved at tilføre SPPHU'en fra separate vogne forbundet til en transformer, der ikke har en ensretterbelastning.

De mulige måder at bruge tyristorer til at styre hastigheden af ​​asynkronmotorer er meget forskellige - disse er tyristorfrekvensomformere (autonome invertere), tyristorspændingsregulatorer inkluderet i statorkredsløbet, impulsregulatorer af modstand og strømme i elektriske kredsløb osv. .

I kran elektriske drev anvendes hovedsageligt tyristorspændingsregulatorer og pulsregulatorer, hvilket skyldes deres relative enkelhed og pålidelighed. Brugen af ​​hver af disse regulatorer separat opfylder dog ikke fuldt ud kravene til elektriske drev af kranmekanismer.

Faktisk, når der kun anvendes en pulsmodstandsregulator i rotorkredsløbet af en induktionsmotor, er det muligt at tilvejebringe en reguleringszone begrænset af naturligt og svarende til de mekaniske karakteristika af impedansreostaten, dvs.justeringszonen svarer til motortilstanden og oppositionstilstanden med ufuldstændig udfyldning af I og IV eller III og II kvadranter af planet af mekaniske egenskaber.

Brugen af ​​en tyristorspændingsregulator, især en reversibel, giver grundlæggende en hastighedskontrolzone, der dækker hele arbejdsdelen af ​​planet M, ω fra -ωn til + ωn og fra - Mk til + Mk. Men i dette tilfælde vil der være betydelige sliptab i selve motoren, hvilket fører til behovet for betydeligt at overvurdere dens installerede effekt og følgelig dens dimensioner.

I den forbindelse skabes asynkrone elektriske drivsystemer til kranmekanismer, hvor motoren styres af en kombination af pulseret regulering af modstanden i rotoren og ændringer i den spænding, der tilføres statoren. Dette udfylder de fire kvadranter af mekanisk ydeevne.

Et skematisk diagram af en sådan kombineret kontrol er vist i fig. 3. Rotorkredsløbet omfatter et modstandsimpulsstyrekredsløb i det ensrettede strømkredsløb. Parametrene for kredsløbet er valgt for at sikre driften af ​​motoren i I- og III-kvadranterne i områderne mellem rheostaten og de naturlige karakteristika (i fig. 4, skraveret med lodrette linjer).

Ris. 3. Diagram over et kran elektrisk drev med en tyristorregulator af statorspændingen og impulsstyring af rotormodstanden.

For at kontrollere hastigheden i områderne mellem rheostatkarakteristika og hastighedsaksen, der er skygget af vandrette linjer i fig. 4, samt til at vende motoren anvendes en tyristorspændingsregulator, bestående af par antiparallelle tyristorer 1—2, 4—5, 6—7, 8—9, 11—12.Ændring af spændingen, der leveres til statoren, udføres ved at justere åbningsvinklen for tyristorpar 1-2, 6-7, 11-12 - for en rotationsretning og 4-5, 6-7, 8-9 - for andre omdrejningsretning.

Ris. 4. Regler for kombineret styring af en induktionsmotor.

For at opnå stive mekaniske egenskaber og for at begrænse motorens drejningsmomenter giver kredsløbet hastighed og ensrettet rotorstrømfeedback leveret af en TG tachogenerator og en DC transformer (magnetisk forstærker) TPT

Det er lettere at fylde hele I-kvadranten ved at forbinde en kondensator med modstand R1 i serie (fig. 3). I dette tilfælde kan den ækvivalente modstand i den ensrettede rotorstrøm variere fra nul til uendelig, og dermed kan rotorstrømmen styres fra den maksimale værdi til nul.

Området for motorhastighedsregulering i et sådant skema strækker sig til ordinataksen, men kondensatorkapacitansværdien viser sig at være meget betydelig.

For at fylde hele I-kvadranten ved lavere kapacitansværdier er modstanden R1 opdelt i separate trin. I det første trin indføres successivt kapacitans, som tændes ved lave strømme. Trinene fjernes ved en pulsmetode, efterfulgt af en kortslutning af hver af dem gennem tyristorer eller kontaktorer. Fyldning af hele I-kvadranten kan også opnås ved at kombinere pulserede ændringer i modstand med pulseret drift af motoren. Et sådant skema er vist i fig. 5.

I området mellem hastighedsaksen og rheostatens karakteristik (fig. 4) kører motoren i pulstilstand.Samtidig tilføres der ikke styreimpulser til tyristoren T3, og den forbliver lukket hele tiden. Kredsløbet, der realiserer motorens pulstilstand, består af en fungerende tyristor T1, en hjælpetyristor T2, en koblingskondensator C og modstande R1 og R2. Når tyristor T1 er åben, løber strømmen gennem modstand R1. Kondensator C oplades til en spænding svarende til spændingsfaldet over R1.

Når en styreimpuls påføres tyristor T2, påføres kondensatorspændingen i den modsatte retning af tyristor T1 og lukker den. Samtidig genoplades kondensatoren. Tilstedeværelsen af ​​motorinduktans fører til det faktum, at processen med at genoplade kondensatoren er af oscillerende karakter, som et resultat af hvilken tyristor T2 lukker af sig selv uden at give styresignaler, og rotorkredsløbet viser sig at være åbent. Derefter tilføres en kontrolimpuls til tyristoren T1, og alle processer gentages igen.

Ris. 5. Skema med impuls kombineret kontrol af en asynkronmotor

Med den periodiske tilførsel af styresignaler til tyristorerne løber der således i en del af perioden en strøm i rotoren, bestemt af modstanden R1. I den anden del af perioden viser rotorkredsløbet sig at være åbent, drejningsmomentet udviklet af motoren er nul, og dets driftspunkt er på hastighedsaksen. Ved at ændre den relative varighed af tyristoren T1 i løbet af perioden er det muligt at opnå den gennemsnitlige værdi af drejningsmomentet udviklet af motoren fra nul til den maksimale værdi svarende til driften af ​​rheostatkarakteristikken, når rotoren R1 indføres i kredsløb

Ved at anvende forskellige tilbagekoblinger er det muligt at opnå karakteristika af den ønskede type i området mellem hastighedsaksen og rheostatkarakteristikken. Overgangen til området mellem rheostaten og de naturlige karakteristika kræver, at tyristor T2 forbliver lukket på alle tidspunkter, og at tyristor T1 hele tiden forbliver åben. Ved at kortslutte modstanden R1 ved hjælp af en kontakt med hovedtyristoren T3, er det muligt jævnt at ændre modstanden i rotorkredsløbet fra værdien R1 til 0, hvilket giver en naturlig karakteristik af motoren.

Impulstilstanden for den kommuterede motor i rotorkredsløbet kan også udføres i dynamisk bremsetilstand. Ved at bruge forskellige tilbagekoblinger, i dette tilfælde i II-kvadranten, kan de ønskede mekaniske egenskaber opnås. Ved hjælp af logikkontrolskemaet er det muligt at udføre en automatisk overgang af motoren fra en tilstand til en anden og at udfylde alle kvadranter af de mekaniske egenskaber.